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发表于 :2008-10-17 13:12

SP2538专用串行通信口芯片和Intel8251的两种串行通信口扩展方法

　串行口的扩展方法
　　常用的标准51单片机内部仅含有一个可编程的全双工串行通信接口，具有UART的全部功能。该接口电路不仅能同时进行数据的发送和接收，也可作为一个同步移位寄存器使用。当以此类型单片机构成分布式多级应用系统时，器件本身的串口资源就不够用了。笔者在实际开发中，查阅了有关资料，总结出如下两种常用而有效的串行通道扩展方法。
　　2.1 基于SP2538的扩展方法
　　SP2538是专用低功耗串行口扩展芯片，该芯片主要是为解决当前基于UART串口通信的外围智能模块及器件较多，而单片机或DSP原有的UART串口又过少的问题而推出的。利用该器件可将现有单片机或DSP的单串口扩展至5个全双工串口。使用方法简单、高效。
　　在应用SP2538扩展串行通道时，母串口波特率K1=2880*Fosc_in，单位是MHz，且Fosc_in小于20.0MHz, 在SP2538输入时钟Fosc_in =20.0MHz时母串口可自适应上位机的56000bps和57600bps两种标准波特率输入。子串口波特率K2=480*Fosc_in。
　　母串口和所有子串口都是TTL电平接口，可直接匹配其他单片机或TTL数字电路，如需连接PC机则必须增加电平转换芯片如MAX202 、MAX232 等。SP2538具有内置的上电复位电路和可关闭的看门狗监控电路。上位机写命令字0x10可实现喂狗，写命令字0x15关闭看门狗，初次上电后看门狗处于激活状态或写命令字0x20激活看门狗监控功能。上位机可通过芯片复位指令0x35在任何时候让芯片进行指令复位，也可通过芯片睡眠指令0x55在任何时候让芯片进入微功耗睡眠模式以降低系统功耗。初次上电后芯片不会自行进入睡眠模式，但只能由上位机通过母串口任意发送一个字节数据将其唤醒，其他子串口不具备这一功能。
　　图（1）是AT89C52单片机与SP2538的电路连接，图中，AT89C52的全双工串口与SP2538的母串口5相连，该串口同时也作为命令/数据口。SP2538的ADRI0、ADRI1、ADRI2分别与AT89C52的P2.3、P2.4、P2.5口相连，可用于选择发送数据是选择相应的串口0~4；ADRO0、ADRO1、ADRO2与P2.0、P2.1、P2.2相连，用于判断接收的数据来自哪一个串口。 SP2538的时钟频率选为20.0MHZ，此时母串口5的波特率为57600bps，串口0~4的波特率为9600bps。
　　下面是与上述硬件电路相关的接口程序，该程序用A51汇编语言编制，程序仅说明了中断方式下对子串口0（TX0、RX0）的操作，其它子串口类似。
　　TBLOCK  DATA   20H
　　RBLOCK  DATA   30H
　　LENGTH  DATA   14H
　　…
　　TXR_REV_SEND:  CLR   ES
　　JBC   RI,RECEIVE
　　CLR   TI
　　MOV   A,@R0
　　CLR   P2.0  ; 写数据到"SBUF"前必须先置欲发送子串口的地址
　　CLR   P2.1
　　CLR   P2.2
　　MOV   SBUF,A
　　DJNZ  R2,NEXT
　　SJMP  $
　　NEXT:          INC   R0
　　RETI
　　RECEIVE:       MOV   A,P2
　　AND   A,#31H   ;判断是否为子串口0
　　JNZ   ELSE
　　MOV   A,SBUF
　　MOV   @R1,A
　　INC   R1
　　RETI

　　2.2 基于Intel8251的串行口扩展方法
　　上面基于SP2538的串口扩展方法可以说是一种串行的扩展方法，这里基于Intel8251的扩展方法则是一种并行的方法。Intel8251是一种通用的同步/异步发送器（USART），它的工作方式可以通过编程设置。能够以同步或异步串行通信方式工作，能自动完成帧格式。
　　Intel8251具有独立的接收/发送器。在异步方式下，用于产生8251内部时序的时钟CLK输入至少应为发送或接收时钟的4.5倍。接收/发送（RXC/TXC）时钟应为波特率的1倍、16倍或64倍（由8251的工作方式字设定）。
　　图（2）是用Intel8251扩展一个串行通道的电路原理，图中，11.0592MHZ晶振经ALE6分频后于、组合，产生1.8432MHZ的时钟频率，分别作为8251与8253的时钟输入，若设定8251通信波特率为9600bps，波特率因子为16，则需要 153.6KHZ的接收/发送时钟频率，该频率可由8253的OUT0产生。
　　下面的A51程序段说明了如何设置8253使其产生153.6KHZ的方波，以及如何用8251收/发数据：
　　;设置8253的程序段：
　　MOV   A,#36H         ; 计数器0输出方波控制字
　　MOV   DPTR,#0FFFFH   ; 指向控制字寄存器
　　MOVX  @DPTR,A
　　MOV   DPTR,#0FFFCH   ; 指向0计数器地址
　　MOV   A,#0DH
　　MOVX  @DPTR,A
　　MOV   A,#0
　　MOVX  DPTR,A
　　SETB  P1.0
　　;操作8251的程序段：
　　…
　　START:      MOV   DPTR,#7FFFH   ;8251控制、命令口地址
　　MOV   A,#5EH        ;一个停止位，奇校验，8位数据，异步*16
　　MOVX  @DPTR,A       ;写入方式字
　　MOV   A,#15H
　　MOVX  @DPTR,A       ;命令字，启动发送和接收器
　　…
　　LOOP:      SJMP  LOOP          ;等待8251中断
　　8251_INT:  ;现场保护
　　MOV   DPTR,#7FFFH
　　MOV   A,@DPTR
　　JB    ACC.0,TX_INT
　　JB    ACC.1,RX_INT
　　INT_EXIT:  ;恢复现场
　　RETI
　　;发送数据
　　TX_INT:    MOV   DPTR,#7FFEH     ;8251数据口地址
　　MOV   A,20H
　　MOVX  @DPTR,A
　　…
　　AJMP  INT_EXIT
　　;接收数据
　　RX_INT:    MOV   DPTR,#7FFEH
　　MOVX  A,@DPTR
　　MOV   30H,A
　　…
　　AJMP  INI_EXIT

　　3 结束语
　　以单片机为核心的多级分布式系统的应用越来越广泛，上面讨论的两种串行口的扩展方法为此类多串口应用领域提供了一个良好的解决方案。笔者在实际中采用基于SP2538的扩展方法，设计了采场瓦斯积聚模拟试验台的多级分布式采控系统，效果良好。

    本文可能所用到的IC型号： MT48LC2M32B2-6G DS540003 2SD1276 NCP511SN27T1 MTC20147TQ-C

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发表于 :2008-10-17 13:10

布局规划器的功能和应用

布局规划器的功能和应用

布局规划器既可以作为一个单独的工具来使用，也可以通过ISE集成化开发工具来调用。使用布局规划器进行手动布局，是对自动布局布线性能的一种补充，可以进—步提高器件的性能。布局规划器在结构化和数据路径设计上的作用非常明显，可以通过布局规划器确定在何处布置何种逻辑才能达到最优的结果，同时可以通过布局规划器将关键的数据路径布置在理想的位置上。布局规划器可以根据用户的需要布局逻辑单元，并且可以通过RPM（Relationally PlacedMacro）绑定的方式将相关单元的物理相对位置固定。利用ISE 10．x设计工具生成的NGD文件可进行布局规划，以及手动指定IOB位置。布局规划器通过新建一个物理位置约束来修改UCF文件，使约束添加在原来的UCF文件中，或者布局规划器通过MFP文件来存储对设计的物理约束。对于模块化设计，布局规划器是一个非常好的辅助工具。

　　根据布局规划器的功能，可以将布局规划分为以下几种。

　　（1）基于区域的布局规划。

　　在这种布局中，设计者可以按照功能的不同将设计分为多个功能块，每一个功能块都通过布局规划被限制在有效的功能范围内。基于区域的布局规划的主要目标是将相互联系的逻辑布置在同一个功能框架中，进而减少相互之间的连线延时。

　　（2）细分的布局规划。

　　在这种布局方式下可以布局基本的逻辑SLICE，实际上就是完全对设计进行手动布局。采用这种布局方式的目的是优化细节部分，以得到高效的时序。由于这种布局方式需要较长的处理器执行时间和较大的系统资源，所以通常仅用于较小的设计或设计中很小一部分的逻辑。

　　（3）迭代布局规划。

　　迭代布局规划是指布局规划和布局布线之间的反复操作。为了达到设计的目标，有时需要设计者对逻辑布局反复修改和调整，然后在布局布线后观察是否满足设计要求。
　　由于布局规划器可以直接对器件的逻辑单元进行规划和操作，而且布局规划本身是一个反复的过程，需要花大量的时间才可以得到一个比自动布局好的效果。因此对设计者来说，首先必须了解所使用器件的逻辑架构，即知道如何做才可以提高设计性能。不到万不得已的情况，尽量不要采用这个操作。
　　在ISE 10.x集成化开发工具中，布局规划器与转换、映射及布局布线操作流程交互操作。如在【Processes for Source】窗口中，分别在转换流程中运行Foorplan DESIGN程序，在布局布线流程中执行【View／Edit Placed DESIGN】操作

    本文可能所用到的IC型号： AD8055 LM2902PWLE LM285-2.5V LTC1380CS LT6200CS8 LT6023 LT3401CS8 LM1085IS-12 HCPL-7710V HCPL-091J

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发表于 :2008-10-15 17:03

串行数据约束条件确定示波器存储深度的探讨

串行数据约束条件确定示波器存储深度的探讨

多数高带宽、实时示波器配有软件，以便为串行数据分析恢复嵌入式时钟。不过，你究竟需要多大的内存呢？
      你进行串行数据分析时所需的实时示波器内存大小取决于你想完成的作业。检查几项常见的验证与故障排除任务有助于确定你需要多大内存。
      典型的时钟恢复软件包都含有一个选项，以便软件仿真一个具有可变频率响应的锁相环（ PLL）。当你选择该选项时，算法就要求若干个周期跟踪时钟。该锁定范围中的数据无法用于测量，你在规划存储要求时，必须考虑到这一点。所需的内存大小取决于几个因素－－主要是时钟频率和环路带宽。
      你可以从三项常见作业的角度评估内存问题，这三项作业是：检查低频抖动事件（即偶然发生的抖动或噪声事件）、检查 PRBS（伪随机二进制序列）中的所有比特序列组合，以及实现满足某个给定误码率所要求的置信度。
      低频或偶然抖动
      如果你想测量来自低频调制的串行数据信号的抖动，那么你就已经确定了对存储深度的需求。例如，假如你用一个具有 20G 采样/秒(S/s)的采样率和 1M采样内存的示波器捕获一个 2.5Gbps 信号，那么你就能捕捉到50 微秒实耗时间，从而你能看到一个频率为 20kHz的抖动周期。
      测量低频抖动通常并不是串行数据分析的一项要求，因为大多数串行数据接收器中的时钟恢复 PLL 都能有效地抑制在适度低频率的抖动。不过，一个以低重复率发生的事件有时会导致突发抖动或噪声，而这类抖动或噪声包含较高的频率，PLL 无法加以抑制。因此，你需要对此类事件做规划。图 1 示出了这类信号串扰的一个实例。黄色迹线是串行数据信号。绿色迹线是来自系统其它地方的不相关侵扰信号，它导致数据信号的短期突发抖动。紫色迹线是抖动趋势信号，来源于串行数据信号。与“理想的”已恢复时钟相比，该抖动趋势只是数据流中每一个边缘的定时的一条时间曲线。你可以看到突发定时错误是与绿色侵扰信号的每次跃变一致的。

图1，某一个信号（绿色）的耦合会导致另一个信号（黄色）的抖动。
紫色迹线是由串行数据信号导出的抖动趋势信号。
      如果信号的数据速率合适，你就能够利用一个较低的采样率来延长在每个触发脉冲上被捕获的时间。例如，在数据速率为1Gbps时，你能够充分地捕获采样率为10Gbps的信号的所有频率成分。在这种情况下，存储量为1M采样的可以捕获 100 微秒宽的数据，从而你就能看到频率为 10 kHz的一个完整抖动周期。

      表 1 列出了采样率为 20G S/s的示波器能够捕获的最低抖动频率，即突发脉冲发生率，是存储深度的函数。要注意的是，即使是目前市场上存储深度最深的示波器，在以 20G S/s的采样率采样时，也捕获不到低达 60Hz 甚或 120Hz 的抖动频率。如果你怀疑电源中有什么部件正在电源线交叉处发出突发抖动或噪声，则一种有用的故障排除技术就是在电源线上进行触发，然后查看在抖动趋势波形上是否有稳定的突发脉冲。
      多数开关式电源的工作频率高于 20kHz，因此采样率为 20G S/s的示波器中的 1M 采样内存通常足以捕获到与开关式电源相关的问题。
      检查 PRBS 中的所有组合
      在测试系统中使用 PRBS 作为激励信号有一个优点，就是它包含了所有可能的由很多1 和 0 组成的序列，仅受限于 PRBS 的长度。一个 2N-1 PRBS 序列包含一个由 N-1 个 0及其后面 N 个1组成的序列以及由你应该使用的 PRBS 模式的长度取决于你正在设计的串行总线。你选择的PRBS中由连续的0或1组成的最长连序列应该与你正在设计的串行总线中由连续的 0 或 1 组成的最长连序列匹配。例如，如果你的总线使用 8b/10b 编码，那你只需要使用一个 25-1 PRBS 来测试。
      为了查看所有组合的影响，你应该捕获整个 PRBS。如果你分析的一次采集比整个 PRBS 短，那你就会捕获不到某些组合。只要重复运行，你仍然会有很好的机会在不确定的时间之后看到序列的所有部分，这是因为示波器将很可能在 PRBS 内的各个点随机反复触发。不过，在每个触发脉冲或一个触发脉冲上捕获整个 PRBS，都会使你 100% 放心。

      表 2 列出了比特率为2.5Gbps和示波器采样率为20G S/s时捕获整个 PRBS 序列所需的存储量。对于其它组合，计算所需内存的数学运算都是很简单的。要注意的是，即使是目前市场上内存最深的示波器，也无法在一次采集中捕获一个完整的 232-1 PRBS 序列。27-1 序列和 211-1 序列是常见的模式，这两种模式都很容易存入 256k采样内存。216-1 序列可存入 1M采样内存，还有剩余空间。如果是表 2 未列出的序列，或者是其它采样率和数据速率，那你可以利用捕获的周期数量=[（存储深度）＊（数据速率）]/（示波器采样率），再按要求的误码率推算，就可很方便地计算出所需的内存。
      在你能确信自己的系统将满足给定误码率之前，你需要多长时间来让示波器掩码或抖动测试运行呢？从统计角度而言，你可以把这个问题描述如下：在误码率比如说为10-12时，你可能在你检查的最初几个比特中看到大量错误；另一方面，你也可能在 1016 或任意大数量的连续比特中看不到错误。
      你可能要等待很长时间来确定已测的误码率，但这可能没有花费很长时间，尤其是当你从来没看到任何差错时。假定你没有发现任何差错违背情况，那你就可以计算置信区间，以便根据较少的数据预计给定误码率。例如，对于给定的 BER（误码率），表 3 说明你必须观察多少无错误比特才能达到表中的置信度。

      要注意的是，虽然示波器和 BERT（误码率测试仪）之间的相关性很好，但示波器给你的只是误码率的估计值，而不是测量值。为了达到你实现误码率目标的最终置信度，你需要使用 BERT，尤其是在误码率很低的时候。现在的问题是，示波器即使没有固有的抖动或随机噪声，也只能捕获数据的一个子集，而 BERT则能检查每一个比特。
      假定你的确看到了一些差错，那么表 3 和外推法就是无效的。在这种情况下，你需要让系统一直运转，直到你看到 10 ~ 15 个差错才能确信差错的数量除以被测 UI（单位区间）的数量就是长期 BER 的良好预测值。假定差错随机发生，则该过程所需的时间就是不确定的。

     表 4 示出了内存深度、每次采集捕获的 UI 数量以及达到 95% 和 99% 置信度（确信 BER 小于 10-12）所需的采集总数三者之间的关系。表4还假定数据速率为 2.5Gbps，示波器的采样率为 20G S/s。你可以看到，即使借助 100M 采样内存，也要花很长时间才能达到很高的置信度（确信 BER 很低）。
      很多配有串行数据分析软件包的示波器都报告已检查的 UI 的数量和失败的 UI 的数量。你可以按以下方法计算每次采集所包含的 UI数量： UI 的数量=（内存持续时间）＊（比特率），而内存持续时间=内存深度/采样率，因此 UI 的数量=（内存深度）＊（比特率）/（采样率）。
      用软件恢复时钟的优点
      如果你在寻求统计置信度，那就要记住，与眼图测量的老方法相比，用软件恢复时钟并根据该时钟重建眼图的示波器有几大优点。在过去时钟和数据彼此分离年代里，你用时钟信号来触发示波器，并观看数据信号的眼图，测量值很容易受触发脉冲抖动和假性触发脉冲的影响。示波器的触发脉冲抖动又使测量值抖动增大。如果用软件恢复时钟，触发脉冲抖动就不会影响测量结果。示波器可以用任何信号来触发，或者是自激的，根本不需要主动触发源。
      所有示波器都有一定的假性触发率，这是由逐级触发器中的建立与保持差错引起的。虽然假性触发率很低，但它会影响低 BER 的测量统计数据。如果用软件恢复时钟，假性触发再次不成为问题。只要用软件恢复时钟，这些优点合在一起，就使测量结果的置信度高了很多。

    本文可能所用到的IC型号： MMBZ5270BLT1G ECHU1C682JX5 SN74HC125ANSR LZ9GJ25 MMBT3904LT3G MC9S08AW32CFGE MC34119MR MC33275DT-2.5RKG MC68HC705J2S 74AVC16334ADGG

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发表于 :2008-10-15 17:03

传感器中的电压/电流、电压/频率变换的实现

传感器中的电压/电流、电压/频率变换的实现

随着电子技术和计算机技术的迅速进步，工业自动化得到了快速发展，而在工业控制领域，检测传感器件起着越来越重要的作用，各种先进的传感器正在大量应用。
　　但是很多传感器只提供４～２０ｍＡ或者０～５Ｖ的直流模拟信号输出，而我国煤矿使用的煤矿安全监测系统大部分只允许接入１～５ｍＡ或者２００～１０００Ｈｚ的模拟信号，所以在一般工业现场使用的传感器要实现在煤矿的应用，除了考虑防爆因素外，还必须进行输出模拟信号的转换。这种输出信号的转换如果购买专用的转换设备，不仅价格高，使用也不是很方便。实际上自己设计制作一些转换电路也可以方便的实现所需性能，下面就介绍两种实用的电压／电流、电压／频率转换电路的设计和原理。

　　１　电压／电流转换电路
　　电压／电流转换即Ｖ／Ｉ转换，是将输入的电压信号转换成满足一定关系的电流信号，转换后的电流相当一个输出可调的恒流源，其输出电流应能够保持稳定而不会随负载的变化而变化。Ｖ／Ｉ转换原理如图１。
　　由图１可见，电路主要元件为一运算放大器ＬＭ３２４和三极管ＢＧ９０１３及其他辅助元件构成，Ｖ０为偏置电压，Ｖｉｎ为输入电压即待转换电压，Ｒ　为负载电阻。其中运算放大器起比较器作用，将正相端电压输入信号与反相端电压Ｖ－进行比较，经运算放大器放大后再经三极管放大，ＢＧ９０１３的射级电流Ｉｅ作用在电位器Ｒｗ上，由运放性质可知：
　　Ｖ－＝　Ｉｅ·Ｒｗ＝　（１＋　ｋ）Ｉｂ·Ｒｗ
　　（ｋ为ＢＧ９０１３的放大倍数）
　　流经负荷Ｒ　的电流Ｉｏ即ＢＧ９０１３的集电极电流等于ｋ·Ｉｂ。令Ｒ１＝Ｒ２，则有
　　Ｖ０＋Ｖｍ＝　Ｖ＋＝　Ｖ－＝　（１＋ｋ）Ｉｂ·Ｒｗ＝　（１＋１／ｋ）Ｉｏ·Ｒｗ
　　其中ｋ》１，所以Ｉｏ≈　（Ｖｏ＋Ｖｉｎ）／Ｒｗ。
　　由上述分析可见，输出电流Ｉｏ的大小在偏置电压和反馈电阻Ｒｗ为定值时，与输入电压Ｖｉｎ成正比，而与负载电阻Ｒ　的大小无关，说明了电路良好的恒流性能。改变Ｖ０的大小，可在Ｖｉｎ＝０时改变Ｉｏ的输出。在Ｖ０一定时改变Ｒｗ的大小，可以改变Ｖｉｎ与Ｉｏ的比例关系。由Ｉｏ≈（Ｖ０＋Ｖｉ）／Ｒｗ　关系式也可以看出，当确定了Ｖｉｎ　和Ｉｏ之间的比例关系后，即可方便地确定偏置电压Ｖ０和反馈电阻Ｒｗ。例如将０～５Ｖ　电压转换成０～５ｍＡ的电流信号，可令Ｖ０＝０，Ｒｗ＝１ｋΩ，其中Ｖｏ＝０相当于将其直接接地。若将０～５Ｖ电压信号转换成１～５ｍＡ电流信号，则可确定Ｖ０＝１．２５Ｖ，Ｒｗ＝１．２５ｋΩ。同样若将４～２０ｍＡ　电流信号转换成１～５ｍＡ电流信号，只需先将４～２０ｍＡ转换成电压即可按上述关系确定Ｖ０和Ｒｗ的参数大小，其他转换可依次类推。
　　为了使输入输出获得良好的线性对应关系，要特别注意元器件的选择，如输入电阻Ｒ１、Ｒ２及反馈电阻Ｒｗ，要选用低温漂的精密电阻或精密电位器，元件要经过精确测量后再焊接，并经过仔细调试以获得最佳的性能。我们在多次实际应用中测试，上述转换电路的最大非线性失真一般小于０．０３％　，转换精度符合要求。
　　２　电压／频率转换电路
　　电压／频率转换即Ｖ／Ｆ　转换，是将一定的输入电压信号按线性的比例关系转换成频率信号，当输入电压变化时，输出频率也响应变化。针对煤矿的特殊要求，我们只分析如何将电压转换成２００～１０００Ｈｚ的频率信号。
　　实现Ｖ／Ｆ　转换有很多的集成芯片可以利用，其中ＬＭ３３１是一款性能价格比较高的芯片，由美国ＮＳ公司生产，是一种目前十分常用的电压／频率转换器，还可用作精密频率电压转换器、Ａ／Ｄ转换器、线性频率调制解调、长时间积分器及其他相关器件。由于ＬＭ３３１采用了新的温度补偿能隙基准电路，在整个工作温度范围内和低到４．０Ｖ电源电压下都有极高的精度。ＬＭ３３１的动态范围宽，可达１００ｄＢ；线性度好，最大非线性失真小于０．０１％　，工作频率低到１Ｈｚ时尚有较好的线性；变换精度高，数字分辨率可达１２位；外接电路简单，只需接入几个外部元件就可方便构成Ｖ／Ｆ或Ｆ／Ｖ　等变换电路，并且容易保证转换精度。ＬＭ３３１可采用双电源或单电源供电，可工作在４．０～４０Ｖ　之间，输出可高达４０Ｖ，而且可以防止Ｖｓ短路。图２是由ＬＭ３３１组成的典型的电压／频率变换器。

　　其输出频率与电路参数的关系为：
　　Ｆｏｕｔ＝　Ｖｉｎ·Ｒｓ／（２．０９·Ｒ１·Ｒｔ·Ｃｔ）
　　可见，在参数Ｒｓ、Ｒ１、Ｒｔ、Ｃｔ确定后，输出脉冲频率Ｆｏｕｔ与输入电压Ｖｉｎ成正比，从而实现了电压－频率的线性变换。改变式中Ｒｓ的值，可调节电路的转换增益，即Ｖ和Ｆ之间的线性比例关系。将１～５Ｖ　的电压转换成２００～　１０００Ｈｚ的频率信号，电路参数理论值为Ｒ　＝１８ｋΩ，Ｃｔ＝０．０２２ｕＦ，Ｒ１＝１００ｋΩ，Ｒｓ＝１６．５５２８ｋΩ，由于元器件与标称值存在误差，在电路参数基本确定后，通过调节Ｒｓ的电位器，可以实现所需Ｖ／Ｆ线性变换。
　　由Ｆｏｕｔ＝　Ｖｉｎ·Ｒｓ／（２．０９·Ｒ１·Ｒｔ·Ｃｔ）可知，电阻Ｒｓ、Ｒ１、Ｒｔ和电容Ｃｔ直接影响转换结果Ｆｏｕｔ，因此对元件的精度要有一定的要求，可根据转换精度适当选择，其中Ｒｔ、Ｃｔ、Ｒｓ、Ｒ１要选用低温漂的稳定元件，Ｃｉｎ可根据需要选择０．１ｕＦ　或１ｕＦ　。电容Ｃ１对转换结果虽然没有直接的影响，但应选择漏电流小的电容器。电阻Ｒ１和电容Ｃ１组成低通滤波器，可减少输入电压中的干扰脉冲，有利于提高转换精度。电路中的４７Ω　电阻对确保电路线性失真度小于０．０３％　是十分必须的。
　　图２电路是将１～５Ｖ　的电压转换成２００～１０００Ｈｚ的频率信号的典型电路及参数，要实现将４～２０ｍＡ或０～５Ｖ转换成２００～１０００Ｈｚ的频率信号只要增加一些辅助电路即可实现，其他转换也依此类推。
　　３　结语
　　以上介绍的两个转换电路所需费用低，且结构简单，调试方便，非常易于实现，并且经过我们的矿用监测设备多次的实际现场应用，其对于国内一般的煤矿安全监测系统的接入信号的要求都能够很好地满足应用。

本文可能所用到的IC型号： DS233AS LT1587 BA5206BF 06035A102JAT2A ZUW100512 TAJE226M035RNJ 12065A222JAT2A CXK5464AP-25 74LS86M KSA733CYBU

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发表于 :2008-10-14 15:13

开关电源中几种过流保护方式的比较

开关电源中几种过流保护方式的比较

摘　要：在输出短路或过载时对电源或负载进行的保护，即为过电流保护，简称过流保护。介绍了过流保护的几种型式，如フ字型、恒流型、恒功率型等，并进行了比较。
　　关键词：过流保护；检测；比较
0引言
　　电源作为一切电子产品的供电设备，除了性能要满足供电产品的要求外，其自身的保护措施也非常重要，如过压、过流、过热保护等。一旦电子产品出现故障时，如电子产品输入侧短路或输出侧开路时，则电源必须关闭其输出电压，才能保护功率MOSFET和输出侧设备等不被烧毁，否则可能引起电子产品的进一步损坏，甚至引起操作人员的触电及火灾等现象，因此，开关电源的过流保护功能一定要完善。

1开关电源中常用的过流保护方式
　　过电流保护有多种形式，如图1所示，可分为额定电流下垂型，即フ字型；恒流型；恒功率型，多数为电流下垂型。过电流的设定值通常为额定电流的110％～130％。一般为自动恢复型。
　　图1中①表示电流下垂型，②表示恒流型，③表示恒功率型。

1.1用于变压器初级直接驱动电路中的限流电路
　　在变压器初级直接驱动的电路（如单端正激式变换器或反激式变换器）的设计中，实现限流是比较容易的。图2是在这样的电路中实现限流的两种方法。
　　图2电路可用于单端正激式变换器和反激式变换器。图2（a）与图2（b）中在MOSFET的源极均串入一个限流电阻Rsc，在图2（a）中，Rsc提供一个电压降驱动晶体管S2导通，在图2（b）中跨接在Rsc上的限流电压比较器，当产生过流时，可以把驱动电流脉冲短路，起到保护作用。
　　图2（a）与图2（b）相比，图2（b）保护电路反应速度更快及准确。首先，它把比较放大器的限流驱动的门槛电压预置在一个比晶体管的门槛电压Vbe更精确的范围内；第二，它把所预置的门槛电压取得足够小，其典型值只有100mV～200mV，因此，可以把限流取样电阻Rsc的值取得较小，这样就减小了功耗，提高了电源的效率。
　　当AC输入电压在90～264V范围内变化，且输出同等功率时，则变压器初级的尖峰电流相差很大，导致高、低端过流保护点严重漂移，不利于过流点的一致性。在电路中增加一个取自＋VH的上拉电阻R1，其目的是使S2的基极或限流比较器的同相端有一个预值，以达到高低端的过流保护点尽量一致。
1.2用于基极驱动电路的限流电路
　　在一般情况下，都是利用基极驱动电路把电源的控制电路和开关晶体管隔离开来。变换器的输出部分和控制电路共地。限流电路可以直接和输出电路相接，其电路如图3所示。在图3中，控制电路与输出电路共地。工作原理如下：
　　电路正常工作时，负载电流IL流过电阻Rsc产生的压降不足以使S1导通，由于S1在截止时IC1=0，电容器C1处于未充电状态，因此晶体管S2也截止。如果负载侧电流增加，使IL达到一个设定的值，使得ILRsc=Vbe1＋Ib1R1，则S1导通，使电容器C1充电，其充电时间常数τ=R2C1，C1上充满电荷后的电压是VC1=Ib2R4＋Vbe2。在电路检测到有过流发生时，为使电容器C1能够快速放电，　
　
压足以使S2快速进入导通状态，通过S2的集电极输出可以进一步关闭PWM的驱动信号。当过载现象解除后，电路可以自动恢复到正常工作状态。

1.3无功率损耗的限流电路
　　上述两种过流保护比较有效，但是Rsc的存在降低了电源的效率，尤其是在大电流输出的情况下，Rsc上的功耗就会明显增加。图4电路利用电流互感器作为检测元件，就为电源效率的提高创造了一定的条件。
　　图4电路工作原理如下：利用电流互感器T2监视负载电流IL，IL在通过互感器初级时，把电流的变化耦合到次级，在电阻R1上产生压降。二极管D3对脉冲电流进行整流，经整流后由电阻R2和电容C1进行平滑滤波。当发生过载现象时，电容器C1两端电压迅速增加，使齐纳管D4导通，驱动晶体管S1导通，S1集电极的信号可以用来作为电源变换器调节电路的驱动信号。
　　电流互感器可以用铁氧体磁芯或MPP环型磁芯来绕制，但要经过反复实验，以确保磁芯不饱和。理想的电流互感器应该达到匝数比是电流比。通常互感器的Np=1，Ns=NpIpR1/(Vs＋VD3)。具体绕制数据最后还要经过实验调整，使其性能达到最佳状态。
1.4用555做限流电路
　　图5为555集成时基电路的基本框图。

　　 555集成时基电路是一种新颖的、多用途的模拟集成电路，有LM555，RCA555，5G1555等，其基本性能都是相同的，用它组成的延时电路、单稳态振荡器、多谐振荡器及各种脉冲调制电路，用途十分广泛，也可用于直接变换器的控制电路。
　　 555时基电路由分压器R1、R2、R3，两个比较器，R-S触发器以及两个晶体管等组成，电路在5～18V范围内均能工作。分压器提供偏压给比较器1的反相输入端，电压为2Vcc/3，提供给比较器2的同相输入端电压为Vcc/3，比较器的另两个输入端脚2、脚6分别为触发和门限，比较器输出控制R-S触发器，触发器输出供给输出级以及晶体管V1的基极。当触发器输出置高时，V1导通，接通脚7的放电电路；当触发器输出为低时，V1截止，输出级提供一个低的输出阻抗，并且将触发器输出脉冲反相。当触发器输出置高时，脚3输出的电压为低电平，触发器输出为低时，脚3输出的电压为高电平。输出级能够提供的最大电流为200mA，晶体管V2是PNP管，它的发射极接内部基准电压Vr，Vr的取值总是小于电源电压Vcc，因此，若将V2的基极（脚4复位）接到Vcc上，V2的基—射极为反偏，晶体管V2截止。

　　图6为用555做限流保护的电路，其工作原理如下：UC384X与S1及T1组成一个基本的PWM 变换器电路。UC384X系列控制IC有两个闭环控制回路，一个是输出电压Vo反馈至误差放大器，用于同基准电压Vref比较之后产生误差电压（为了防止误差放大器的自激现象产生，直接把脚2 对地短接）；另一个是变压器初级电感中的电流在 T2次级检测到的电流值在R8及C7上的电压，与误差电压进行比较后产生调制脉冲的脉冲信号。当然，这些均在时钟所设定的固定频率下工作。 UC384X具有良好的线性调整率，能达到0.01％/V；可明显地改善负载调整率；使误差放大器的外电路补偿网络得到简化，稳定度提高并改善了频响，具有更大的增益带宽乘积。UC384X有两种关闭技术；一是将脚3电压升高超过1V，引起过流保护开关关闭电路输出；二是将脚1电压降到1V以下，使PWM比较器输出高电平，PWM锁存器复位，关闭输出，直到下一个时钟脉冲的到来，将PWM锁存器置位，电路才能重新启动。电流互感器T2监视着T1的尖峰电流值，当发生过载时，T1的尖峰电流迅速上升，使T2的次级电流上升，经D1整流，R9及C7平滑滤波，送到IC1的脚3，使IC1的脚1电平下降（注意：接IC1脚1的R3，C4必须接成开环模式，如接成闭环模式则过流时555的脚7放电端无法放电）。IC1的脚1与IC2的脚6相连接，使IC2的比较器1同相输入端的电压降低，触发器Q输出高电平，V1导通，IC2的脚7放电，使IC1的脚1电平被拉低于1V，则IC1输出关闭，S1因无栅极驱动信号而关闭，使电路得到保护。若过流不消除，则重复上述过程，IC1重新进入启动、关闭、再启动、再关闭的循环状态，即“打嗝”现象。而且，过负载期间，重复进行着启振与停振，但停振时间长，启振时间短，因此电源不会过热，这种过负载保护称为周期保护方式（当输入端输入电压变化范围较大时，仍可使高、低端的过流保护点基本相同）。其振荡周期由555单稳多谐振荡器的RC时间常数τ决定，本例中τ=R1C1，直到过载现象消失，电路才可恢复正常工作。电流互感器T2的选择同1.3的互感器计算方法。
　　图6电路，可以用在单端反激式或单端正激式变换器中，也可用在半桥式、全桥式或推挽式电路中，只要IC1有反馈控制端及基准电压端即可，当发生过流现象时，用555电路的单稳态特性使电路工作在“打嗝”状态下。
1.5几种过流保护方式的比较
　　几种过流保护方式的比较如表1所列。

2结语
　　作者经过长期的研发与生产，比较了开关电源中所使用的各种过流保护方法，可以说，几乎没有一种过流保护方式是万能的，只有用555的保护方式性能价格比是较好的。一般来说，选择何种过流保护方式，都要结合具体的电路变换模式而做出相应的选择。只有经过认真的分析，大量的实验才能找到最适合的过流保护方式。保护方式设计的合理、有效，意味着产品的可靠性才可能更高。

本文可能所用到的IC型号： KM44C1000DJ-L6 PTAS5186DDV AN6320 74HC05P MAX1920EUT LTD5250P M30622MC-A70FP UA715HM 74LCX574SJX TLA-3M102-T

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发表于 :2008-10-14 15:13

基于MAX262的程控滤波器设计

基于MAX262的程控滤波器设计

   1 引言
      MAX262为双二阶开关电容有源滤波器，可通过单片机SPI总线精确控制滤波器的传递函数。独立编程设置其中心频率和品质因数来实现智能控制。并且可通过附带的滤波器设计软件任意改善滤波特性。
      该系统设计是由放大器、滤波器、幅频特性测试模块、椭圆滤波器和控制模块等部分构成，采用AD603与MAX262相结合，实现任意增益设置以及满足高、低、带通滤波参数的要求。
      2 系统设计方案
      该系统方案如图1所示，以低噪声、精密控制的可变增益放大器AD603为核心设计程控增益放大器。其最大增益误差为0.5 dB，满足高精度要求，其增益(dB)与控制电压(V)成线性关系，因此可使用单片机控制D／A输出电压改变放大器增益，同时减少噪声和干扰。以MAX262为核心的程控滤波器通过单片机SPI总线精确控制滤波器的传递函数，对中心频率和品质因数独立编程设置，实现64级中心频率、128级品质因数的智能控制。点阵式LCD构建友好的菜单界面并显示自定义提示和复杂的图形数据。

      实验增加了幅频特性测试仪，其信号发生部分采用Altera公司的FPGA EP1C6T144C8，利用DDFS技术产生频率范围为100 Hz～200 kHz的扫频信号，频率步进可精确到1 kHz内。信号送人被测网络，输出通过AD637得到信号的真有效值，采用A／D进行采集并发送回单片机进行处理，在液晶显示屏上可画出系统的幅频特性图。
      3 理论分析与计算
      3.1 程控放大模块
      该系统设计采用两片AD603顺序连接，两极间以电容耦合。由于一片AD603在已定制的模式下增益为-10 dB～30 dB，带宽为90 MHz，故级联方式可使增益达到-20 dB～60 dB，控制电压为0 V～2 V。该控制电压由单片机控制8位A／D转换器ADC0832产生，其精度可达2 V／256=0.007 812 5 V，增益精度可达0.312 5 dB。因此，完全可满足系统发挥部分中增益60 dB，步进10 dB的要求。
      3.2 MAX262模块
      采用MAX262双滤波器级联构成四阶程控滤波器，输入脉冲是由单片机的ALE通过十六进制计数器进行十六分频所提供的。MAX262的低通滤波传递函数为：

      3.3 幅频特性测试模块
      FPGA由DDS原理产生扫频信号，其内置双口RAM频率字位宽32 bit系统时钟fCLK为166 MHz，因此，频率分辨率f=fCLK／232=0.038 64 Hz，其带宽为166 MHz。真有效值转换器AD637的转换公式为Vrms=Avg[VIN／Vrms]，读取输出信号的有效值。
      4 系统设计
      4.1 硬件设计
      4.1.1 增益控制
      增益控制的核心电路由可变增益运算放大器AD603和精密运算放大器ADOP37组成。其中以AD603为核心，辅以外围电路实现程控放大器，其增益与控制电压成线性，单片机控制D／A输出控制放大增益。其电路原理图如图2所示。

      4.1.2 程控滤波
      程控滤波主要是由MAX262通过程控实现。MAX262通过单片机SPI总线对滤波器参数编程实现程控滤波器，其中心频率和品质因数分别为64级、128级编程可调，其电路原理如图3所示。

      4.2 软件设计
      该系统设计的软件设计流程如图4所示，在选择滤波器种类后等待输入放大增益参数，计算参数对应的D／A输出数值，向D／A发送数据，并锁存。等待接收滤波器的参数，通过计算，对MAX262编程，并控制数据选择器选择输出MAX262的低高通引脚信号。等待接收键盘信息，如果是左右方向键，则改变滤波器截止频率；如果是上下方向键，则改变放大增益。当选择幅频特性测试仪时，通过ADC采样真有效值转换器AD637的输出，通过计算采样结果，得出幅频特性，并在液晶上显示。

      5 测试结果
      5.1 功能测试
      将输入信号和放大器输出信号分别接入双踪示波器，调整合适的电压幅度，观察两波形区别。放大器输出电压在1 dB～10 dB范围内无明显失真。
      使用EDA系统板的FPGA和DAC产生扫频正弦波频率范围50 Hz～220 kHz，步进10 kHz，输出端分别接到数字示波器和幅频特性测试仪的输入端。将数字示波器的FFT功能与幅频特性测试仪得到的幅频特性结果相比较，测试的幅频特性测试仪精确性较高。
      5.2 参数测试
      波形发生器产生10 mV的正弦波，同时接人双踪示波器的CH1踪和放大器输入端，将放大器输出端接入示波器的CH2踪。通过测试数据可知增益误差<5％。而低通滤波器-3 dB截止频率与理论值的误差<4.8％。对于高通滤波器而言，使用数字示波器测量的输出端峰峰值是输入端的0.707倍，其发生器的频率为51.31 kHz。
      6 结束语
      基于MAX262的程控滤波器完全达到电压增益10 dB步进可控，最大增益40 dB；滤波器模式可选，截止频率1 kHz可调，设置显示参数功能等要求，其最大增益可达60 dB，扩展了简易幅频特性测试仪。

    本文可能所用到的IC型号： 74LVX240M NCP1200AP60 HD74LS22P 75110AN L8150 74LVX161284MTD

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发表于 :2008-10-14 15:12

低成本远程温度控制开关MAX6513及其应用

低成本远程温度控制开关MAX6513及其应用

  引言
      MAX6513是美国Maxim公司推出的集成化、低功耗、低成本的远程温度控制开关，该器件内含温度变换器、带隙基准电压源、电压比较器和锁存器，并有一个数字信号输出端专供控制温度用。MAX6513可利用外接的小功率晶体三极管的发射结作为温度传感器。当温度传感器感知的温度超过设定的温度阈值(TH)时，其数字信号输出端将输出相应的逻辑电平，然后经驱动电路以实现对温度的控制。MAX6513的温度控制范围为+45℃～+125℃，控温误差小于±2℃，并具有温度滞后特性，通过改变引脚的连接方式，可以设定滞后温度THYST的值，以避免执行机构在控温点附近频繁动作。此外，MAX6513还具有低电源、微功耗的特点，采用+3～+5V电源供电时，电源电流仅为400μA。该温度控制器可广泛应用于机电设备、电气设备、家用电器和办公自动化设备的过热保护等领域。
      1引脚功能及内部结构
      1.1引脚功能
      MAX6513采用6脚SOT23表面封装，其引脚排列如图1所示，各引脚的功能如表1所列。

      1.2内部结构
      MAX6513内部结构框图如图2所示，由图可见，该器件内部主要包括温度变换器，带隙基准电压源，电压比较器，锁存器等部分。

      2工作原理及工作时序
      2.1工作原理
      当MAX6513工作时，其外接的晶体管PN结温度传感器可将温度变化送入MAX6513内部的温度变换器，然后由温度变换器将产生的电压信号U0加至电压比较器的同相输入端。而将内部带隙基准电压源的电压UREF加至电压比较器的反相输入端，以便与同相输入端所加的温度变换器输出电压进行比较，最后将比较结果经锁存器锁存后，输出相应的逻辑电平。
      2.2工作时序
      随着外接晶体管PN结温度传感器感知的温度变化，MAX6513数字信号输出端输出的信号也将发生相应的变化。当感知温度大于设定的温度阈值时(即T＞TH)，MAX6513的数字信号输出端TOVER为高电平；当感知温度小于设定的温度阈值与滞后温度之差时(即T<TH-THYST，数字信号输出端TOVER为低电平；当温度在TH～(TH-THYST)之间发生变化时，并不影响输出的状态。其工作时序波形如图3所示。

      2.3温度阈值及滞后温度的设定
      MAX6513温度控制器的温度阈值TH已经由生产厂商在产品出厂时精确设定好(以产品型号中的尾缀而定)。其中：MAX6513UT045表示温度阈值为+45％，MAX6513UT125表示温度阈值为+125℃。滞后温度THYST的设定则由滞后温度选择端HYST的连接方式确定，当滞后温度选择端接GND时，滞后温度THYST的值被设定为+5℃，当滞后温度选择端接UDD时，滞后温度THYST的值被设定为+10℃。
      3典型应用电路
      图4所示是MAX6513的典型应用电路。该电路将外接晶体管PN结温度传感器VT以合适的方式放置在被控装置的适当部位上(如电器装置的散热片或电子线路中大功器件的散热器上)，当电路工作时，如果散热器的表面温度超过设定值TH，MAX6513温度控制器的数字信号输出端TOVER将输出高电平，以使得N沟道功率场效应管ND410A导通，从而开启降温风扇给被控装置降温。随着温度的降低，当温度降低到T<(TH-THYST)时，MAX6513的数字信号输出端TOVER将输出低电平，从而使N沟道功率场效应管ND410A截止，降温风扇关闭，使被控装置在允许的温度范围内工作。外部晶体管PN结温度传感器VT可选择2N3904型小功率NPN晶体管。为了减小输入通道的噪声干扰，通常可在DXP与DXN之间并联一个2.2nF的电容器，同时也可以用一个2μF的电源去耦电容去耦。

      4结束语
      利用NAX6513和其外接的PN结温度传感器，可以实现对远程装置的环境温度进行监控。利用温度滞后特性还可以构成简单方便的温度控制电路。可以预见，MAX6513集成温度控制开关将以其优良的性能、低廉的价格，在温度监控方面得到广泛的应用。